在轉(zhuǎn)換器領域，說起風頭正盛的產(chǎn)品，不能不提GSPSADC也稱RFADC。關于使用RFADC的優(yōu)勢，以及如何使用它們進行設計并以高的速率捕獲數(shù)據(jù)，人們進行了大量的討論。但是，人們似乎忘了一件事情，即低直流信號。

高性能ADC之前的輸入配置或者前端設計，對于實現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關鍵。通常重點在于捕獲寬帶頻率，例如大于1GHz的寬帶頻率。然而，在某些應用中，也需要直流或近直流信號，并且受到最終用戶的歡迎，因為它們也可以傳輸重要信息。因此，通過優(yōu)化整體前端設計來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。

考慮到應用的本質(zhì)，將需要開發(fā)一個有源前端設計，因為用于將信號耦合到轉(zhuǎn)換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。接下來我們以實際系統(tǒng)解決方案為例，概述共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進行電平轉(zhuǎn)換。

共模

圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何查看差模與共模信號。CM電壓只是信號移動的中點參見圖1。

圖1.差模與共模信號示例

您也可以將其視為新中點或零代碼放大器，通常通過一個VOCM引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊，并且/或者使用不會使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準點負荷過重的穩(wěn)定偏置點。不要只是分接一個轉(zhuǎn)換器的基準電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半?？赡軣o法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的引腳技術規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動器之類，可正確設置放大器的CM偏置。

在下面表1中簡要列出了如何連接每個應用的放大器和轉(zhuǎn)換器。

表1.共模矩陣

圖2顯示了一些正確的電路示例。

圖2.用于放大器/轉(zhuǎn)換器前端的交流耦合與直流耦合應用示例

共模：已斷開

如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。

圖3.放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配

輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點偏離中心，不是最優(yōu)。你可能會發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會較早削波或者達不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。但是，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。

但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因為裕量可能非常受限，并且內(nèi)部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應該會有充足的裕量來實現(xiàn)適當?shù)腃M偏置。缺點是增加了一個額外的電源可能不標準的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

將器件連接起來

了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20dB。它具有4.8GHz帶寬，適合連接GSPSADC，例如AD9625，這是12位、2.5GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B8通道接口。圖4所示為整體設置框圖。

圖4.直流到WB放大器/轉(zhuǎn)換器信號鏈示例

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優(yōu)化，同時保留信號的直流成分。由于器件為+5.5V耐壓。該設計使用+3.3V和2VAVDD分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN保持+0.525V。同樣，注意幾個接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強制設置為2V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為接口做兩件事：

一、輸入端CM電壓需要配置為0V，否則，驅(qū)動放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導致圖3所描述的性能問題或更嚴重，將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2V。因此，在每個放大器輸入端添加2.2k?的電阻來抑制失調(diào)電流。

工作原理：放大器輸出約為0.525V，放大器輸入CM電壓為0V。具有500?的內(nèi)部反饋電阻和約50?的輸入電阻使得它看起來有550?；或在本例中，我們假設一個50?源電阻與100?電阻并聯(lián)，得到33?。再串聯(lián)20?增加到53?。這是串聯(lián)了500?內(nèi)部反饋電阻或總計553?。也就是形成了500?和53?的0.525V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900A(或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或2V，添加2.2k?電阻或2V/2.2k?=900A。

二、輸入為單端輸入且需要適當配置來保持最佳性能，同時維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100?與50?源電阻有效并聯(lián)，得到33.33?戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在VIN節(jié)點上，來平衡設備的輸入，因為它是單端驅(qū)動的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點上的20?用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500MHz完成，或參見圖5測試示例。

圖5.典型FFT性能@507MHzAIN@2500MSPS

由于它是一個迭代的過程，所以會有些乏味。圖6中所示為信號鏈設計中最高2GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

圖6.典型交流頻率掃描性能@2500MSPS

值得注意的是，添加了5.1nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對于兩個IC之間某些值的設置有幾點需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規(guī)則

根據(jù)經(jīng)驗和/或ADC數(shù)據(jù)手冊建議，選擇一個反沖電阻器(RKB)，(本例中為?)，通常介于5?和36?之間。

選擇放大器外部串聯(lián)電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100?至200?范圍內(nèi)，RA應小于10?。如果放大器輸出阻抗為12?或更低，RA應介于5?和36?之間。此時，為ADL5567選擇10?串聯(lián)電阻和阻抗為10?的差分輸出。

放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應與放大器的表征負載(RL)接近。這里，圖4電路中為160?，或2RA+2RKB+RADC=20+40+100。ADL5567具有200?的RL，所以如果設計值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現(xiàn)偏差。

將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10?串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。

使用上述標準開發(fā)出2GHz通帶平坦度響應產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設采樣速率為2.5GSPS。該設計的輸入驅(qū)動規(guī)格將為8dBm或252mVp-p，假設在100MHz基準頻率下具有50?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達到滿量程的輸入滿量程電平。

圖7.典型通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動電平

在任何直流耦合設計中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴重問題。如果使用了多個級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個將經(jīng)常在各級間取勝，產(chǎn)生虛假測量。對于交流耦合應用，需在兩級之間使用一個耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設計才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設計中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設計中的描述。