0引言

高頻開關(guān)電源以其重量輕、體積小、高效節(jié)能、輸出紋波小、容量大等優(yōu)點(diǎn)，在通訊和低電壓行業(yè)得到了廣泛的應(yīng)用，且逐步在電力系統(tǒng)中得到應(yīng)用。尤其隨著電信業(yè)的迅猛發(fā)展，電信網(wǎng)絡(luò)總體規(guī)模不斷擴(kuò)大，網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)日益復(fù)雜先進(jìn)，作為通訊支撐系統(tǒng)的通訊用基礎(chǔ)電源系統(tǒng)，市場(chǎng)需求逐年新增，其動(dòng)力之源的重要性也日益突出。龐大的電信網(wǎng)絡(luò)高效、安全、有序的正常運(yùn)行，對(duì)通信電源系統(tǒng)的品質(zhì)提出了越來越嚴(yán)格的要求，推動(dòng)了通信電源向著高效率、高頻化、模塊化、數(shù)字化方向發(fā)展。近年來，由于軟開關(guān)技術(shù)的不斷發(fā)展與成熟，已逐步應(yīng)用在開關(guān)電源中，尤其在中大功率的全橋變換器中應(yīng)用最為廣泛，這使電源轉(zhuǎn)換效率得到提高。由于傳統(tǒng)模擬控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，一經(jīng)設(shè)計(jì)完成其控制策略就不能改變等缺點(diǎn)的存在，數(shù)字式控制方式得到發(fā)展。并隨著開關(guān)電源在通訊，監(jiān)控等功能上的擴(kuò)展，數(shù)字電源已逐步取代傳統(tǒng)模擬電源。

1系統(tǒng)框圖

圖1為軟開關(guān)全橋變換開關(guān)電源拓?fù)洹Ｌ摼€框以內(nèi)為控制電路，虛線框以上為主電路。主電路重要包括輸入整流濾波、功率因數(shù)校正，全橋變換電路、高頻變壓器、輸出濾波電路。控制電路重要由采樣電路、控制和保護(hù)單元、監(jiān)控單元等組成，并為了保證控制電路及相關(guān)電路正常工作還必須包括輔助電源。

本電源采用ZVS—pWM拓?fù)?，單?20V交流輸入，經(jīng)過pFC模塊后為直流400V，主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSp控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進(jìn)行無源LC濾波。

2主電路設(shè)計(jì)

針對(duì)48V／20A的通訊高頻開關(guān)電源，其主電路采用移相式全橋變換器拓?fù)?。移相全橋軟開關(guān)控制器具有恒頻軟開關(guān)運(yùn)行、移相控制實(shí)現(xiàn)方便、電流和電壓應(yīng)力小、巧妙應(yīng)用寄生電容等優(yōu)點(diǎn)。移相控制作為全橋變換器特有的一種控制方式，是指保持每個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間不變，同一橋臂的開關(guān)管的相位互差180°。然而關(guān)于全橋變換器來說，當(dāng)只有對(duì)角的開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)主變壓器才輸出功率。所以可以通過調(diào)節(jié)對(duì)角的兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通重疊角的寬度來進(jìn)行穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感以及功率半導(dǎo)體器件的結(jié)電容或者外加的附加電感電容的諧振來實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓或者零電流換流。

1)有源pFC設(shè)計(jì)

有源功率因數(shù)校正技術(shù)的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DC／DC變換，通過適當(dāng)控制使輸入電流的波形自動(dòng)跟隨輸入電壓的波形，使輸入阻抗呈純阻性，即通過控制開關(guān)元件，切換濾波電感和濾波電容充放電能量實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的提高。本設(shè)計(jì)中采用的是平均電流控制Boost功率因數(shù)校正電路，pFC控制芯片采用NCp1653。該pFC控制芯片的重要工作原理是同時(shí)控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，所以可以使轉(zhuǎn)換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。

具體系統(tǒng)原理圖如圖2所示。

2)全橋變換器設(shè)計(jì)

全橋變換器電路如圖3所示。該拓?fù)渲蠱OS管采用IRFB20N50，流過的最大電流為20A，最大電壓為500V。

3)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路如圖4所示。pWM輸出與驅(qū)動(dòng)芯片之間采用安華高公司生產(chǎn)的高速光藕HCpL一0710，它的速度可達(dá)到15M。驅(qū)動(dòng)芯片采用國際整流器公司的IR2181，該芯片具有速度快，驅(qū)動(dòng)電壓高等特點(diǎn)，特別適用于驅(qū)動(dòng)MOSFET、IGBT等器件。

4)主變壓器的選擇

高頻變壓器是DC／DC變換器的核心元件，其用途有三點(diǎn)：能量轉(zhuǎn)換、電壓變換和輸入輸出之間的隔離。變壓器設(shè)計(jì)的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時(shí)也影響到開關(guān)電源的技術(shù)性能和可靠性。同時(shí)，許多其他主電路元件的參數(shù)設(shè)計(jì)都依賴于變壓器的參數(shù)。因此，在主電路拓?fù)浯_定以后首先應(yīng)該進(jìn)行的是變壓器的設(shè)計(jì)。其設(shè)計(jì)步驟為：a、變壓器匝比的計(jì)算；b、變壓器磁芯的選擇；c、繞組匝數(shù)的計(jì)算；d、繞組導(dǎo)線規(guī)格的計(jì)算。

(1)匝比的計(jì)算

設(shè)定K為變壓器原副邊匝比，Udc(min)為輸入電壓的最小值，Dmax為副邊最大占空比，Uo為輸出直流電壓，UD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降，ULf為輸出濾波電感Lf上的直流壓降。考慮到移相控制方法存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊最大占空比為0．85，Uin(min)為pFC輸出電壓的最小值380V，假設(shè)輸出整流二極管通態(tài)壓降為1．5V，輸出濾波電感上的直流壓降為0．5V，則可根據(jù)相關(guān)經(jīng)驗(yàn)公式

所以實(shí)際中取K=7

(2)磁芯的計(jì)算

在計(jì)算好匝比以后，可以根據(jù)以下相關(guān)經(jīng)驗(yàn)公式求解，Ae為磁芯磁路截面積；Ac為磁芯窗口面積；pT為變壓器傳輸功率；fs為開關(guān)頻率；△B為磁芯材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導(dǎo)線的電流密度；kc為繞組在磁芯窗口中的填充因數(shù)。并且我們將本設(shè)計(jì)中電源的參數(shù)代入求之得

根據(jù)以上的計(jì)算并根據(jù)鐵氧體磁芯生產(chǎn)產(chǎn)家供應(yīng)的技術(shù)手冊(cè)，我們可以選擇pQ50／50磁芯，可以滿足要求。

其中Ap=14．2024cm4≥2．4cm4

(3)匝數(shù)的計(jì)算

選取好磁芯后，先計(jì)算副邊繞組匝數(shù)。

選定N2=4，根據(jù)匝比我們可以選定N1=28。

(4)導(dǎo)線規(guī)格的選擇

根據(jù)所計(jì)算的原副邊電流值，并考慮集膚效應(yīng)，采用電流密度為4A／mm2的導(dǎo)線，可以計(jì)算得出所需導(dǎo)線的截面積為0．89mm2的，因此可以采用銅導(dǎo)線來進(jìn)行繞制，通過分析計(jì)算可以得出，我們采用φ0．4銅線8股并繞28圈作為初級(jí)繞組，因副邊有兩組繞組，所以通過它的電流有效值為0．632Io=12．64，所以其繞組截面積為3．16mm2，所以采用φ0．4銅線26股并繞4圈作為次級(jí)繞組。

5)諧振電感設(shè)計(jì)

諧振電感用來實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，為開關(guān)管的零電壓開關(guān)供應(yīng)足夠的能量。為實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，必須滿足

其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流的大小，CDS是開關(guān)管漏源極電容，Udc是母線直流電壓。

其中諧振電感值按0．7倍滿載以上實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)設(shè)計(jì)，取負(fù)載電流為2A(取滿載電流的10％)時(shí)濾波電感的電流臨界持續(xù)，即式中的脈動(dòng)量為4A。開關(guān)管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結(jié)果代入相關(guān)經(jīng)驗(yàn)公式可以得到

6)輸出濾波電路設(shè)計(jì)

(1)輸出電感的選擇

電感將決定在輸出側(cè)紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值是以輸入側(cè)的交流電流峰值所決定的。而交流側(cè)的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為最小值時(shí)，根據(jù)一般的相關(guān)經(jīng)驗(yàn)考慮電感上的紋波電流取交流側(cè)峰值電流的20％，所以。根據(jù)下述相關(guān)經(jīng)驗(yàn)公式可以得到電感L。

電感電流出現(xiàn)最大峰值時(shí)的占空比為

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(2)輸出電容的選擇

輸出電容的選擇應(yīng)滿足最大輸出紋波電壓u的要求，而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定，通常通過選擇合適的等效串聯(lián)電阻來滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的，這里取u為0．1V。因此有

另外，關(guān)于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其ResrCf的乘積基本不變，為50×10-6～80×10-6。根據(jù)ResrCf的平均值來求解Cf，即

實(shí)際選用三個(gè)60V／1000μF的電解電容器并聯(lián)。

7)采樣電路設(shè)計(jì)

(I)電壓采樣電路

圖5所示的電壓采樣電路是采樣48V輸出電壓，經(jīng)過電壓跟隨電路及線性光耦HCNR20l，傳輸給差分放大電路AD8131變成差分信號(hào)傳入高速AD轉(zhuǎn)換器。

(2)電流采樣電路

圖6所示的電流采樣電路是實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)輸出電流(20A)，該采樣電路由電流檢測(cè)放大器LTC6102，基本放大電路，線性光耦HCNR201以及差分放大電路AD813l組成。

3系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

主控制器采用DSp處理芯片，外擴(kuò)16位高速AD采樣，以滿足實(shí)時(shí)要求，控制算法采用模糊自適應(yīng)pID控制算法?？刂瞥绦蛑匾芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括按時(shí)器周期中斷、按時(shí)器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中，每個(gè)比較單元均會(huì)在一個(gè)對(duì)稱pWM周期內(nèi)出現(xiàn)兩次匹配，一次匹配在前半周期的遞增計(jì)數(shù)期間，另一次匹配在后半周的遞減計(jì)數(shù)期間，所以兩個(gè)比較單元會(huì)在一個(gè)pWM周期內(nèi)通過四次中斷完成pWM輸出跳變。

4模糊自適應(yīng)pID控制器的設(shè)計(jì)

模糊自適應(yīng)pID控制系統(tǒng)框圖如圖7所示，該圖中模糊自適應(yīng)pID控制器以電壓誤差eu(k)和誤差變化率ceu(k)作為輸入，針對(duì)不同情況對(duì)pID參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)，模糊推理的輸出結(jié)果△kp、△ki、△kd與常規(guī)pID控制參數(shù)kp、ki、kd分別相加，作為修正后的pID參數(shù)模糊自適應(yīng)pID控制的核心在于設(shè)計(jì)模糊隸屬函數(shù)和控制規(guī)則。首先，確定模糊控制器的輸入變量eu(k)和ceu(k)、輸出變量△kp、△ki、△kd的模糊集合為7個(gè)模糊子集：[正大(pB)，正中(pM)，正小(pS)，零(ZE)，負(fù)小(NS)、負(fù)中(NM)，負(fù)大(NB)]。各變量的模糊集論域均為[一3，一2，一1，0，1，2，3]，實(shí)際中通過調(diào)節(jié)量化因子和比例因子將各變量變化范圍映射到論域范圍。隸屬函數(shù)均采用三角形隸屬函數(shù)，eu(k)、ceu(k)，△kp、△ki、△kd的隸屬度函數(shù)分別表示在圖8和圖9中。模糊推理采用Mamdani方式，解模糊方法為面積重心法。

5MATLAB仿真研究

該系統(tǒng)主電路使用MATLAB工具進(jìn)行相關(guān)的仿真，控制算法采用模糊自適用pID算法，仿真系統(tǒng)如圖10所示，并與傳統(tǒng)的pID算法控制進(jìn)行了比較。并比較了兩者控制性能上的差異。被控對(duì)象由功率變換及輸出濾波兩部分組成。由于DC／DC變換器的輸入為穩(wěn)定的400V直流電壓，功率變換部分相當(dāng)于一個(gè)固定的比例環(huán)節(jié)，輸出濾波部分由濾波電感Lf、濾波電容Cf和負(fù)載Ro組成，為二階振蕩環(huán)節(jié)。則被控對(duì)象的傳遞函數(shù)可表示為

我們根據(jù)穩(wěn)定邊界法整定模糊自適應(yīng)pID控制器的pID參數(shù)，得到kp=400、ki=20000、kd=2。模糊白適應(yīng)pID控制系統(tǒng)仿真模型如圖10所示。

從圖ll～l3曲線圖可以看出，模糊自適應(yīng)pID控制算法比傳統(tǒng)pID控制算法具有更快的響應(yīng)速度，更低的超調(diào)量以及更少的調(diào)節(jié)時(shí)間。

6結(jié)束語

以設(shè)計(jì)一款48V／20A的數(shù)字通信開關(guān)電源為目標(biāo)，通過對(duì)開關(guān)電源技術(shù)的深入研究，提出了以Boost型功率因數(shù)校正電路和移相全橋軟開關(guān)pWM電路為主電路拓?fù)洹⒁訲I公司的TMS320F2812型DSp為主控芯片的設(shè)計(jì)方法。對(duì)模糊算法的采用進(jìn)行了一些嘗試，進(jìn)行了以模糊pID控制器取代傳統(tǒng)pID控制器的系統(tǒng)仿真，并通過仿真結(jié)果得出模糊自適應(yīng)pID控制算法比傳統(tǒng)pID控制算法具有更好的控制性能。從而在數(shù)字開關(guān)電源的應(yīng)用中，采用模糊pID控制算法能使控制系統(tǒng)性能得到較好的改善。