1引言

反激式(Flyback)電路拓撲是最基本的功率變換電路結(jié)構(gòu)之一。因結(jié)構(gòu)簡單、元器件數(shù)量少和設計方便等優(yōu)點而廣泛應用于電視機、DVD和充電器等小功率電器的電源中。反激變換器工作原理與Boost電路相似，可以看作隔離式Boost電路，在開關(guān)管導通時變壓器原邊電感儲能，關(guān)斷時能量經(jīng)副邊整流輸出傳遞給負載。

2Flyback拓撲介紹

2.1持續(xù)導電模式

持續(xù)模式(CCM)下，在下一次開關(guān)導通時，變壓器副邊電流尚未降低到零，變壓器總有一個繞組是有電流流過的，其原邊電流Ip和副邊電流Is如圖1所示。由于二次電流維持時間長，在傳遞相同功率條件下，尖峰電流約為斷續(xù)模式的一半。持續(xù)導電模式的缺點是控制環(huán)有一個右半平面零點，使閉環(huán)補償困難。

圖1持續(xù)模式變壓器原副邊電流波形

2.2斷續(xù)導電模式

斷續(xù)模式(DCM)是變壓器能量完全傳遞的工作模式，這樣原副邊有更大的尖峰電流，理想狀況下電流波形如圖2所示。開關(guān)管開通時，電流已經(jīng)降到零，因此開關(guān)管實現(xiàn)零電流導通，減少了開通損耗。開關(guān)管導通時沒有二極管反向恢復問題，而且由于沒有右半平面零點，控制環(huán)路的設計更加容易，也不要斜率補償。與持續(xù)工作模式相比，DCM模式在低功率應用場合更加普遍。

圖2斷續(xù)模式變壓器原副邊電流波形

3設計方法

反激電路拓撲與正激電路結(jié)構(gòu)相似，但工作原理上卻有很大差別。常用設計方法有能量守恒法和類似正激變換器的設計方法，具體見相關(guān)文獻。雖然按照正激變換器的計算公式

(1)

(2)

(其中，Np為變壓器原邊匝數(shù)，Ns為二次側(cè)匝數(shù)，UR為變壓器一次側(cè)反沖電壓。)

也可以計算出電路參數(shù)進行設計，但這種方法是將反激電路等效為一個Boost電路和隔離變壓器共同構(gòu)成的開關(guān)電源系統(tǒng)，UR相當于Boost電路的輸出電壓。采用這種方法不利于理解反激變換器的本質(zhì)。因此，我們提出一個實例，從電路工作原理入手，介紹基于變壓器電感特性的設計方法。

要求：開關(guān)頻率50kHz;輸入功率100W;輸入電壓：85V~265V;

輸出額定電壓20V，輸出電流5A。

電路圖如圖3所示，要求電路工作在斷續(xù)工作模式。

圖3反激式開關(guān)電源電路圖

開關(guān)管Q1導通時間為一個周期的40%，即8μs，關(guān)斷時間為12μs，留有2μs的裕量以保障死區(qū)時間。這樣可以承受一些負載和應力擾動，但同時將新增峰值電流，40%占空比發(fā)生在最小輸入電壓100V和重載時。使用加有氣隙的鐵氧體磁芯，中心柱面積為100mm2。輸入電壓為100V時，初級平均輸入電流為1A。開關(guān)管和變壓器初級在40%導通時間里的平均電流為2.5A。則峰值輸入電流是兩倍的平均電流，即5A。由下式可計算電感的值：

(4)

把di=5A，dt=8μs，V=100V代入，計算出為L為160μH。

最小初級匝數(shù)由要供應的伏秒

而不是電感確定，伏秒數(shù)與B/H回線上的參數(shù)

相等。選擇最大磁通密度為0.2特斯拉，相比0.35特斯拉的飽和磁密仍有很大裕量(高磁通密度將新增磁芯損耗，但相反因為要更少匝數(shù)會減少銅損)。最佳選擇是磁芯損耗與銅損相同。這是一個反復試驗的過程，只有在最后的設計階段才能完全確定。下面的公式可以計算出最小初級匝數(shù)：

(5)

代入數(shù)值，計算出初級匝數(shù)為40。

同樣的，次級線圈匝數(shù)由所需的次級電流決定。雖然它是次級電壓的決定因素，但不像正激變換器相同是由變壓器行為計算的。因為

，所以匝比和電感的比值關(guān)系為

。

假設次級電壓為20V，100W輸出功率時次級平均電流為5A。次級導通時間為10μs，一個周期為20μs，那么這10μs里次級平均電流為10A，峰值電流為20A。不考慮二極管壓降和能耗，峰值電流紋波達到了20A之大，這也說明不持續(xù)模式為何限制于小功率應用場合。然而，假如輸出電壓更大，例如1000V的話，峰值電流則達到400mA。

次級電感可以像初級相同計算，di=20V，dt=10μs，di/dt=2A/us，Vs=20V，那么次級電感為10μH。由于初級為160μH、40匝，電感比為N的平方，因此次級10匝正好為10μH。次級匝數(shù)越小，電流降到零所需時間就越少，越容易進入不持續(xù)模式，同時也新增了次級的峰值電流。

為了使輸出電壓穩(wěn)定，對選擇的一路輸出閉環(huán)控制環(huán)路，調(diào)整占空比使輸出電壓在輸入電壓擾動和減載時保持穩(wěn)定。新增負載超出100W時將使電路進入持續(xù)模式。這種情況時變壓器和控制環(huán)的設計都變得更復雜，因為它引入了右半平面零點和直流成分。假如控制環(huán)失效，輸出電壓將失控而升得很高，因此，要加入過壓保護的預防措施。

為了使設計最優(yōu)化，應當在滿載時計算磁芯損耗和銅損。它們應當接近，假如要的話，可以調(diào)整選擇的磁密和匝數(shù)來獲得這種平衡。

最后進行變壓器線圈的繞制。初級應當占據(jù)小于50%區(qū)域，剩余的空間留給次級?？梢詭坠杉毦€并繞以減小集膚效應。

當開關(guān)管關(guān)斷時，初級電流必須與次級交換。漏感將阻止這種交換，并造成大的尖峰電壓，因此要新增吸收裝置，圖中R3、C4和D2組成RCD吸收回路，另外隔行繞制初級和次級線圈可以減少漏感問題。

4結(jié)語

本文分析了反激變換器的兩種工作模式。從電路具體工作原理入手、針對實例分析了不同于正激電路的設計方法，即從變壓器電感特性出發(fā)。雖然無論仿正激電路設計方法、變壓器電感特性設計方法、還是等量守恒法都可以計算出電路參數(shù)，但依據(jù)變壓器電感特性進行設計無疑是對反激變換器的最本質(zhì)理解。

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