如何設計一款開關電源？哪款變換器適合設計中小功率的開關電源？本文就介紹一種利用頻率計算法設計RCC式開關電源的方法。

RCC電路原理簡單，由開關變壓器和主開關管諧振出現(xiàn)振蕩，副開關管可以調節(jié)占空比，以此調節(jié)輸出電壓。但是RCC電源的占空比、工作頻率隨使用環(huán)境和內部參數(shù)的變化而改變，使得開關管控制極的電流驅動波形難以確定，給器件參數(shù)選定，尤其是變壓器的設計帶來困難。傳統(tǒng)設計重要有諾模圖法和磁芯面積乘積Ap計算校驗法。這兩種方法在定頻率計算中較實用，但若未知頻率，將不能用以上兩種方式設計。傳統(tǒng)的方法是給RCC電源預設一頻率，然后設計變壓器。但因變壓器參數(shù)直接影響到電源的工作頻率，所設計的變壓器工作頻率經常與預設頻率相差太大而不能正常工作；電源參數(shù)需多次重復設計，導致初期設計計算量大，而且該“拼湊法”在后期調試中，實際頻率很難與理論值吻合，導致電源不能工作在設計的最佳狀態(tài)。

本文推導出頻率計算公式，并得出頻率與輸入電壓成正比，與負載電流、初、次級電感量成反比。在確定的輸入電壓和已知的最大輸出功率下，根據(jù)電源給定的輸入電壓、輸出電壓、額定工作頻率和占空比直接求取變壓器的初、次級匝數(shù)，一次設計就能確定變壓器所有參數(shù)，解決了高頻變壓器設計中要反復設計與驗證的問題?；谠摲椒ㄔO計了一臺5V／10A的開關電源，并對電源的工作頻率、占空比等參數(shù)進行了驗證。

1RCC原理

1．1RCC原理

電路如圖1，上電后，C3兩端電壓使電流經起振電阻R1，R2，驅使主開關管Q1導通，隨著Q1導通，經由反饋電感T1的反饋信號加強對Q1控制極正向驅動，使Q1迅速導通。因感應電動勢與電流變化率成正比，當變壓器初級電流最大(飽和導通)時，T1’兩端電壓為0，Q1退出飽和狀態(tài)開始關斷。此時，T1’感生反向電動勢，加速Q1關斷，同時飽和狀態(tài)R4兩端電壓驅使Q2開通，并將Q1控制極短路，使Q1關斷，經起振電阻R1，R2重新使Q1導通，依此循環(huán)。RCC電路始終工作在臨界導通模式，不會出現(xiàn)反激變換中的持續(xù)能量傳遞模式，其初級電流始終都是一個鋸齒形三角波形，而不會出現(xiàn)梯形波。RCC電路調節(jié)電壓的輸入方式是通過控制初級峰值電流來實現(xiàn)的。

1．2自振蕩頻率計算

若變壓器T1的初級、次級電流為i1，i2，電壓為u1，u2，匝數(shù)為N1，N2，電感量為L1，L2，分析變壓器初級電感，由電磁感應定律知，在導通時間△t下有以下關系：

由式(8)可知，占空比與變壓器初級電感量L1成正比，與輸入電壓u1、次級電感量L2成反比，占空比不受初、次級電流變化的影響。

理想狀態(tài)下變壓器的輸入輸出能量相等：

由式(10)可知，振蕩頻率f隨u1的升高而升高，隨輸出電流i2、初次級電感量L1，L2的增大而減小。根據(jù)式(8)，式(10)，可確定變壓器的初、次級電感L1，L2，它們是檢驗電源能否達到設計要求的重要參考。

2設計實例

基于頻率計算法設計了一個50W的RCC開關電源，其原理圖如圖2所示。為了圖面清晰，圖中未畫出工頻濾波和整流電路。該電源采用典型RCC拓撲結構，其整流、濾波、緩沖吸收電路、電壓負反饋電路、過流控制的設計可參照文獻。

2．1選擇磁芯

所設計的電源最大輸出功率為pout=50W，所需的輸入功率pin=pout／η，預計效率為0．8，以時變壓器能承載的最大功率應不小于62．5W。若設計的電源最低工作頻率不低于50kHz，查磁芯參數(shù)表知，EE30磁芯在50kHz時最大輸出功率為64W，能滿足所需功率的要求，其磁芯有效截面積Ae=109mm2。

2．2求初、次級匝數(shù)

自激反激式變壓器匝數(shù)N的計算公式為：

式中：輸出電壓u2=5．7V(含整流管壓降0．7V)，若允許磁芯工作磁通密度Bw≤120mT，將Bw代入式(11)得N2≥4．35，則取整為5匝。

由于變壓器的輸入／輸出能量相等：

由于次級最大平均電流為10A，設計占空比D為0．3，則輸出瞬時極限電流I2max=28．57A，由式(6)解出次級電感量L2=2．45μH。同理可以得出初級極限電流Imax=1．34A，初級電感量L1=1．39mH。由式(4)知N1=106。

2．3選定線徑

漆包線電流密度J=4A／mm2，則線徑為：

相應可得初次級繞組線徑分別為：φ1=0．253mm，φ2=1．784mm。對照GB(國標)線徑表，取接近且不小于計算值的初級線徑為0．28mm，次級線徑為1．25mm，兩股并繞。

2．4磁芯窗口空間校驗

線圈所占窗口面積為：

查相應磁芯參數(shù)表知，EE30磁芯的窗口面積Aw=73．35mm2，若窗口使用系數(shù)取推薦相關經驗值0．4，則0．4Aw=29．34mm2>Aw1，磁芯空間可以容下繞組。

2．5氣隙計算

為了有效防止磁芯磁飽和，RCC式開關電源高頻變壓器應在磁芯中插入氣隙，使磁芯的導磁率下降。氣隙Lg的計算公式為：

式中：μ0為真空中磁導率，所有量均為已知。計算得Lg=1．26mm。由于磁芯為EE型對稱安裝，磁芯氣隙均分到磁芯所留空隙中，EE30磁芯安裝時，要保留Lg／2=0．63mm的間隙。變壓器的重要參數(shù)如表1所示。

3實驗結果及分析

輸出電流為10A時初級電流i1和次級電壓u2如圖3所示。從數(shù)字示波器的波形可以看出，此時的占空比D為0．31，與設定的占空比相差3．33％，頻率f為47．6kHz，與設定頻率相差3．93％。這是由于高頻變壓器次級線圈取整引起的，通過調節(jié)磁芯氣隙可以簡捷調節(jié)變壓器初、次級線圈的電感值，使各項指標與理論值相吻合。因誤差不大，該設計中沒有做此調整。

采用自耦變壓器調壓，測得在母線電壓降低為250V，次級電流保持10A時次級電壓如圖4所示。

此時的占空比D為0．36，頻率f為40kHz，說明RCC變壓器工作占空比隨輸入電壓的減小而增大，工作頻率隨輸入電壓的減小而減小。將u1=250V代入占空比計算式(8)和頻率計算式(10)，求解得出D=0．343，f=40．7kHz，實際工作占空比與理論值相差5．56％，工作頻率與理論值相差1．72％。輸入直流電壓為300V，輸出電流為5A時，變壓器次級線圈電壓如圖5所示。

此時的占空比D為0．3，頻率f為100kHz，說明當改變輸出電流值時，電源的工作占空比并沒有發(fā)生變化，占空比與輸出電流大小沒有關系。而工作頻率隨輸出電流的減小而線性增大。將io=5A代入占空比計算式(8)及頻率計算式(10)，求解得出D=0．3，f=92kHz，工作頻率與理論值相差8．69％。4結語

RCC電路通過變壓器初級線圈與開關管諧振出現(xiàn)自振蕩，在輸入電壓和負載一按時，振蕩頻率受初、次級電感量的影響較大。因RCC工作頻率可變，而過低頻率將導致磁芯磁飽和，因此設計RCC變壓器時必須留有氣隙，以增大磁阻，防止磁芯飽和。與普通變壓器工作方式不用，RCC變壓器初、次級線圈相當于儲能電感，加之變壓器磁芯裝配預留氣隙出現(xiàn)的漏感以及緩沖網(wǎng)絡引發(fā)的損耗，不能簡單用初級的壓匝比求次級匝數(shù)。為此，本文提出了一種用于RCC開關電源設計的頻率計算驗證方法，可以根據(jù)變壓器的輸入電壓、輸出電壓、工作頻率和占空比等參數(shù)直接計算變壓器的相關參數(shù)。依照該方法設計的電源不需重復設計和校驗即可工作在預設的狀態(tài)，解決了RCC變壓器需反復設計的問題?；谠摲椒ㄔO計了一臺實驗樣機，實驗表明，其工作狀態(tài)與設定狀態(tài)基本一致，說明用變壓器匝數(shù)直接計算法設計RCC電源是可行和有效的。本文推導出了Rcc電源的工作頻率、占空比與變壓器初、次級電感量、輸入電壓、輸出電流的關系，為RCC式開關電源的設計和調試供應了依據(jù)。