1引言

pWM開關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準(zhǔn)信號的差值進行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩(wěn)定。pWM的開關(guān)頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關(guān)器件峰值電流。由這些信號可以構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時可以實現(xiàn)一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能?，F(xiàn)在重要有五種pWM反饋控制模式。下面以VDMOS開關(guān)器件構(gòu)成的穩(wěn)壓正激型降壓斬波器為例，說明五種pWM反饋控制模式的發(fā)展過程、基本工作原理、詳細(xì)電路原理示意圖、波形、特點及應(yīng)用要點，以利于選擇應(yīng)用及仿真建模研究。

2開關(guān)電源pWM的五種反饋控制模式

一般來講，正激型開關(guān)電源主電路可用圖1所示的降壓斬波器簡化表示,Ug表示控制電路的pWM輸出驅(qū)動信號。根據(jù)選用不同的pWM反饋控制模式，電路中的輸入電壓Uin、輸出電壓Uout、開關(guān)器件電流(由b點引出)、電感電流(由c點引出或d點引出)均可作為取樣控制信號。輸出電壓Uout在作為控制取樣信號時，通常經(jīng)過圖2所示的電路進行處理，得到電壓信號Ue，Ue再經(jīng)處理或直接送入pWM控制器。圖2中電壓運算放大器(e/a)的用途有三：①將輸出電壓與給定電壓Uref的差值進行放大及反饋，保證穩(wěn)態(tài)時的穩(wěn)壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環(huán)放大增益。②將開關(guān)電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關(guān)噪聲成分的直流電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)榫哂幸欢ǚ档谋容^“干凈”的直流反饋控制信號(Ue)即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關(guān)噪聲的頻率較高，幅值較大，高頻開關(guān)噪聲衰減不夠的話，穩(wěn)態(tài)反饋不穩(wěn);高頻開關(guān)噪聲衰減過大的話，動態(tài)響應(yīng)較慢。雖然互相矛盾，但是對電壓誤差運算放大器的基本設(shè)計原則仍是“低頻增益要高，高頻增益要低”。③對整個閉環(huán)系統(tǒng)進行校正，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。

輸入電壓、電流等信號在作為取樣控制信號時，大多也需經(jīng)過處理。由于處理方式不同，下面介紹不同控制模式時再分別說明。

2.1電壓模式控制pWM(Voltage-modeControlpWM)

圖3(a)為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制pWM反饋系統(tǒng)原理圖。電壓模式控制pWM是60年代后期開關(guān)穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展而采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應(yīng)用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調(diào)制原理，得到當(dāng)時的脈沖寬度，見圖3(a)中波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。當(dāng)輸入電壓突然變小或負(fù)載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容C及電感L相移延時用途，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至pWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后用途是暫態(tài)響應(yīng)慢的重要原因。

電壓模式控制的優(yōu)點：①pWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量;②占空比調(diào)節(jié)不受限制;③關(guān)于多路輸出電源，它們之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好;④單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計、調(diào)試比較容易;⑤對輸出負(fù)載的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。缺點：①對輸入電壓的變化動態(tài)響應(yīng)較慢;②補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計本來就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復(fù)雜;③輸出LC濾波器給控制環(huán)新增了雙極點，在補償設(shè)計誤差放大器時，要將主極點低頻衰減，或者新增一個零點進行補償;④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復(fù)雜。

改善加快電壓模式控制瞬態(tài)響應(yīng)速度的方法有二種：一是新增電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣容易受高頻開關(guān)噪聲干擾影響，要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理;另一方法是采用電壓前饋模式控制pWM技術(shù)，原理如圖3(b)所示。用輸入電壓對電阻電容(RFF、CFF)充電出現(xiàn)的具有可變化上斜坡的三角波取代傳統(tǒng)電壓模式控制pWM中振蕩器出現(xiàn)的固定三角波。此時輸入電壓變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態(tài)響應(yīng)速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，而對輸出電壓的控制是閉環(huán)控制，目的是新增對輸入電壓變化的動態(tài)響應(yīng)速度。這是一個有開環(huán)和閉環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。

2.2峰值電流模式控制pWM(peakCurrent-modeControlpWM)

峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關(guān)電源。在70年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批電流模式控制pWM集成電路(UC3842、UC3846)的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用，重要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術(shù)實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面對著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。如圖4所示，誤差電壓信號Ue送至pWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路出現(xiàn)的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號UΣ比較，然后得到pWM脈沖關(guān)斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制pWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制pWM脈沖寬度。

電流模式控制是一種固按時鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應(yīng)，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應(yīng)不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動用途，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流[1]。因而合成波形信號UΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構(gòu)成。當(dāng)外加補償斜坡信號的斜率新增到一定程度，峰值電流模式控制就會轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認(rèn)為是一種電流前饋信號，見圖4所示。當(dāng)輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤．?dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏恕?/p>

峰值電流模式控制pWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制pWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。

峰值電流模式控制pWM的優(yōu)點:①暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快;②控制環(huán)易于設(shè)計;③輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美;④簡單自動的磁通平衡功能;⑤瞬時峰值電流限流功能，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能;⑥自動均流并聯(lián)功能。缺點：①占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差;②閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想;③容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而要斜坡補償;④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于持續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關(guān)器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關(guān)器件改變關(guān)斷時刻，使系統(tǒng)進入次諧波振蕩;⑤電路拓?fù)涫芟拗?⑥對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。

2.3平均電流模式控制pWM(AverageCurrent-modeControlpWM)

平均電流模式控制概念出現(xiàn)于70年代后期。平均電流模式控制pWM集成電路出現(xiàn)在90年代初期，成熟應(yīng)用于90年代后期的高速CpU專用的具有高di/dt動態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓大電流開關(guān)電源。圖5(a)所示為平均電流模式控制pWM的原理圖[1]。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp(Ucurrent-program)。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經(jīng)過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到pWM關(guān)斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡(對應(yīng)于開關(guān)器件導(dǎo)通時期)與三角波UT或Us的上斜坡比較出現(xiàn)關(guān)斷信號。顯然，這就無形中新增了一定的斜坡補償。為了防止次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。

2.4滯環(huán)電流模式控制pWM(HystereticCurrent-modeControlpWM)

滯環(huán)電流模式控制pWM為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制[2]。圖6所示為變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制pWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值Uc(Uc=Ue)由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開關(guān)器件的關(guān)斷時刻;第二個較低電壓值Uch由控制電壓Uc減去一個固定電壓值Uh得到，Uh為滯環(huán)帶，Uch控制開關(guān)器件的開啟時刻。滯環(huán)電流模式控制是由輸出電壓值Uout、控制電壓值Uc及Uch三個電壓值確定一個穩(wěn)定狀態(tài)，比電流模式控制多一個控制電壓值Uch，去除了發(fā)生次諧波振蕩的可能性，見圖6右下示意圖。因為Uch1=Uch2，圖6右下示意圖的情況不會出現(xiàn)。

滯環(huán)電流控制模式的優(yōu)點：①不要斜坡補償;②穩(wěn)定性好，不容易因噪聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩。缺點：①要對電感電流全周期的檢測和控制;②變頻控制容易出現(xiàn)變頻噪聲。

2.5相加模式控制pWM(Summing-modeControlpWM)

圖7所示為相加模式控制pWM的原理圖。與圖3所示的電壓模式控制有些相似，但有兩點不同[3]：一是放大器(e/a)是比例放大器，沒有電抗性補償元件?？刂齐娐分须娙軨1較小，起濾除高頻開關(guān)雜波用途。主電路中的較小的Lf、Cf濾波電路(如圖中虛線所示,也可以不用)也起減小輸出高頻雜波用途。若輸出高頻雜波小的話，均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環(huán)節(jié)，電流放大也沒有大延時環(huán)節(jié);二是經(jīng)過濾波后的電感電流信號Ui也與電壓誤差信號Ue相加在一起構(gòu)成一個總和信號UΣ與三角鋸齒波比較，得到pWM控制脈沖寬度。相加模式控制pWM是單環(huán)控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入?yún)?shù)。假如輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。

相加控制模式的優(yōu)點是：動態(tài)響應(yīng)快(比普通電壓模式控制快3～5倍)，動態(tài)過沖電壓小，輸出濾波電容要較少。相加模式控制中的Ui注入信號容易用于電源并聯(lián)時的均流控制。缺點是：要精心處理電流、電壓取樣時的高頻噪聲抑制。

3結(jié)論

1)不同的pWM反饋控制模式具有各自不同的優(yōu)缺點，在設(shè)計開關(guān)電源選用時要根據(jù)具體情況選擇合適的pWM的控制模式。

2)各種控制模式pWM反饋方法的選擇一定要結(jié)合考慮具體的開關(guān)電源的輸入輸出電壓要求、主電路拓?fù)浼捌骷x擇、輸出電壓的高頻噪聲大小、占空比變化范圍等。

3)pWM控制模式是發(fā)展變化的,是互相聯(lián)系的，在一定的條件下是可以互相轉(zhuǎn)化的。

平均電流模式控制的優(yōu)點是：①平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號;②不要斜坡補償;③調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越;④適合于任何電路拓?fù)鋵斎牖蜉敵鲭娏鞯目刂?⑤易于實現(xiàn)均流。缺點是：①電流放大器在開關(guān)頻率處的增益有最大限制;②雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)設(shè)計調(diào)試復(fù)雜。

圖5(b)為新增輸入電壓前饋功能的平均電流模式控制，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的我國電網(wǎng)情況。澳大利亞R-T公司的48V/100A半橋電路通信開關(guān)電源模塊實際上采用圖5(b)的控制方式。