假設BuckpWM轉換器工作在電流持續(xù)模式。則圖1（b）所示即為峰值電流型pWM控制系統(tǒng)的工作波形圖。開關電流iv的峰值與電感電流iL的峰值相同。在一個開關周期的開始，由時鐘脈沖信號CLK通過觸發(fā)器去驅動開關管V的導通，當電流iv的檢測信號峰值達到電流給定值Ue（即外環(huán)電壓調節(jié)器的輸出）時，觸發(fā)器翻轉，開關管V關斷。因此只要系統(tǒng)中的電流稍有轉換時，占空比Du就可以快速地出現(xiàn)調節(jié)用途，使輸出電壓U。接近于給定值Ur。

圖1BuckpWM轉換器峰值電流型控制系統(tǒng)原理

峰值電流型pWM控制的優(yōu)點是：消除了輸出濾波電感在系統(tǒng)傳遞函數(shù)中出現(xiàn)的極點，使系統(tǒng)傳遞函數(shù)由二階降為一階，解決了系統(tǒng)有條件的環(huán)路穩(wěn)定性問題：具有良好的線性調整率和快的動態(tài)響應；固有的逐個開關周期的峰值電流限制，簡化了過載保護和短路保護；多個電源模塊并聯(lián)時容易實現(xiàn)均流。其缺點是：不能準確地控制電感的平均電流，回路的增益對市電電網(wǎng)電壓變化敏感，開關噪聲容易造成開關管的誤動作（即抗干擾性差）等。更為重要的是，關于最常用的pWM調制方式，當占空比D>0．5時，電流環(huán)不能穩(wěn)定，并導致開關頻率降低，電流、電壓的紋波增大。這時要外加周期性的斜坡函數(shù)來補償，以使系統(tǒng)穩(wěn)定如圖2所示。在電流調節(jié)器的輸人端，外加一個補償鋸齒波ux與給定電流Uc合成一個斜率為Mc的斜坡函數(shù)（倒鋸齒波）u′c。u′c＝Uc-ux然后iV或iL與u′c比較后，出現(xiàn)寬度為Du的脈沖如圖2（b）所示。

峰值電流型脈寬調制的穩(wěn)定性分析如下：

圖2加斜坡補償?shù)拿}寬調制器

參考圖1，假設電感電流iL是持續(xù)的，在穩(wěn)按時，在開關管V的導通期間，iL上升，其變化率diL／dt為

在V關斷期間，電流iL下降，其變化率為

占空比D，與電流變化率的關系為

以輸入電壓的擾動（ui減?。槔?，來分析系統(tǒng)的響應過程（為了使分析簡化，假設此時Uo還未來得及變化）：Ui＝Ui—△u

由式（9－1）和式（9－2），ui減小使電流的變化率由M1，變化到m1，

mL＝Ml＋△m1

式中△m1——電流變化率改變前后的差值。

m2＝M2d＝Du-△d